3、熱插拔導致的靜電問題及其防治 物質都是由分子構成，分子是由原子構成，原子由帶負電荷的電子和帶正電荷的質子構成。在正常狀況下，一個原子的質子數與電子數量相同，正負平衡，所以對外表現出不帶電的現象。 但是電子環繞于原子核周圍，一經外力即脫離軌道，離開原來的原子A而侵入其他的原子B，A原子因減少電子數而帶有正電現象，稱為陽離子;B原子因增加電子數而呈帶負電現象，稱為陰離子。
造成不平衡電子分布的原因即是電子受外力而脫離軌道，這個外力包含各種能量(如動能、位能、熱能、化學能等)在日常生活中，任何兩個不同材質的物體接觸后再分離，即可產生靜電。 當兩個不同的物體相互接觸時就會使得一個物體失去一些電荷如電子轉移到另一個物體使其帶正電，而另一個物體得到一些剩余電子的物體而帶負電。若在分離的過程中電荷難以中和，電荷就會積累使物體帶上靜電。所以物體與其它物體接觸后分離就會帶上靜電。 通常在從一個物體上剝離一張塑料薄膜時就是一種典型的“接觸分離”起電，在日常生活中脫衣服產生的靜電也是“接觸分離”起電。固體、液體甚至氣體都會因接觸分離而帶上靜電。這是因為氣體也是由分子、原子組成，當空氣流動時分子、原子也會發生“接觸分離”而起電。我們都知道摩擦起電而很少聽說接觸起電。實質上摩擦起電是一種接觸又分離的造成正負電荷不平衡的過程。摩擦是一個不斷接觸與分離的過程。因此摩擦起電實質上是接觸分離起電。在日常生活，各類物體都可能由于移動或摩擦而產生靜電。另一種常見的起電是感應起電。當帶電物體接近不帶電物體時會在不帶電的導體的兩端分別感應出負電和正電。 兩個具有不同靜電電位的物體，由于直接接觸或靜電場感應引起兩個物體間的靜電電荷轉移稱為靜電放電。如果帶電體是通過電子元器件來放電，就會給元器件帶來損傷，導致器件失效。1） 靜電無處不在，只要是絕緣體機就有可能帶靜電（比如我們常用的透明自封袋通常帶有500~2000V靜電。
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熱二次擊穿
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金屬化層的熔融體擊穿
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介質擊穿
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氣體的電弧放電
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表面擊穿
仿真人體帶8kV靜電放電，放電3次；半導體內部放大3000倍；
正如靜電定義中描述的兩個不同材質的物體只要有接觸，就有靜電產生的可能。熱插拔中至少首先存在三個物體，人體、熱插拔單板、機箱背板，因此在熱插拔中靜電問題很容易出現。下面舉兩個最常見的例子： a）人體本身帶有靜電，而機箱已經接地，熱插拔瞬間人體靜電電荷將經熱插拔單板對機箱背部放電。 b）機箱背板帶有靜電電荷，人體也帶有靜電電荷，熱插拔瞬間人體靜電電荷與機箱靜電電荷在熱插拔系統中發生電荷重新分布的放電過程。 第一、由于熱插拔功能，原來不太需要關注靜電問題的機箱背板接口（內部接口），成為必須討論靜電問題的接口。也就是說，背板接口的設計中防靜電設計是需要的，而背板通常存在著接口管腳數量多，功能復雜，器件防靜電能力低的問題。因此在背板接口部分增加防靜電設計將明顯加大單板設計難度和單板成本。 第二、如果人體和機箱以及熱插拔單板能夠良好接地，熱插拔中靜電問題完成可以避免。這個假設非常有意義，因為它成功的避開了第一條提到的單板設計難度和單板成本增加，只需要給機箱加上一個防靜電手鏈，然后在說明書中明確要求熱插拔操作時，操作員必須帶防靜電手環、或者帶防靜電手套。 但這只是個假設，如果客戶熱插拔時沒帶防靜電手鏈，并引發單板的靜電損傷，我們能要求客戶帶上靜電手環或者防靜電手套，如果客戶裸手拿單板，靜電導致壞板，我們需要進行維修。因此如果希望通過設計解決熱插拔中的靜電問題，我們還需要有其他手段。 a）背板接口要做放電的設計，信號接口、電源接口添加防靜電器件（如TVS管）是備選方案。（一般來說我們對背板接口不做防靜電處理）。電路級ESD防護方法： 常用的放電器件有TVS，齊納二極管，壓敏電阻，氣體放電管等。如圖
齊納二極管（ Zener Diodes ，也稱穩壓二極管 ） ：利用齊納二極管的反向擊穿特性可以保護 ESD敏感器件。但是齊納二極管通常有幾十 pF 的電容，這對于高速信號（例如 500MHz）而言，會引起信號畸變。齊納二極管對電源上的浪涌也有很好的吸收作用。 瞬變電壓消除器 TVS(Transient Voltage Suppressor)：TVS 是一種固態二極管，專門用于防止 ESD 瞬態電壓破壞敏感的半導體器件。與傳統的齊納二極管相比， TVS 二極管 P/N 結面積更大，這一結構上的改進使 TVS 具有更強的高壓承受能力，同時也降低了電壓截止率，因而對于保護手持設備低工作電壓回路的安全具有更好效果。
TVS二極管的瞬態功率和瞬態電流性能與結的面積成正比。該二極管的結具有較大的截面積，可以處理閃電和 ESD所引起的高瞬態電流。TVS也會有結電容，通常0.3個pF到幾十個pF。TVS有單極性的和雙極性的，使用時要注意。手機上用的TVS大約0.01$，低容值的約2-3分$。
多層金屬氧化物結構器件 (MLV)：一般稱為壓敏電阻。MLV也可以進行有效的瞬時高壓沖擊抑制，此類器件具有非線性電壓 - 電流 ( 阻抗表現 ) 關系，截止電壓可達最初中止電壓的 2 ～ 3倍。這種特性適合用于對電壓不太敏感的線路和器件的靜電或浪涌保護，如電源回路，按鍵輸入端等。手機用壓敏電阻約0.0015$,大約是TVS價格的1/6，但是防護效果沒有TVS好，且壓敏電阻有壽命老化。
一般可以通過串聯電阻或者磁珠來限制ESD放電電流，達到防靜電的目的。如圖。如手機的高輸入阻抗的端口可以串1K歐電阻來防護，如ADC，輸入的GPIO，按鍵等。不要擔心0402的電阻會被打壞，實踐證明這里電阻是打不壞的。這里不詳細分析。用電阻做ESD防護幾乎不增加成本。如果用磁珠和壓敏電阻差不多。但是對于大功率電源，或者高速信號，這里串電阻顯然是不合適的。會導致電源壓降或者信號完整性的問題。
前面提到了靜電的能量頻譜，如果用濾波器濾掉主要的能量也能達到靜電防護的目的。
對于低頻信號，如GPIO輸入，ADC，音頻輸入可以用1k+1000PF的電容來做靜電防護，成本可以忽略，性能不比壓敏電阻差，如果用1K+50PF的壓敏電阻（下面講的復合防護措施），效果更好，經驗證明這樣防護效果有時超過TVS。
對于射頻天線的微波信號，如果用TVS管，壓敏等容性器件來做靜電防護，射頻信號會被衰減，因此要求TVS的電容很低，這樣增加ESD措施的成本。對于微波信號可以對地并聯一個幾十nH的電感來為靜電提供一個放電通道，對微波信號幾乎沒有影響，對于900MHZ和1800MHz的手機經常用22nH的電感。這樣能把靜電主要能量頻譜上的能量吸收掉很多。
有一種器件叫EMI filter，有很好的ESD防護效果，如圖。EMI filter也有基于TVS管的和基于壓敏電阻的，前者效果好，但很貴，后者廉價，一般4路基于壓敏電阻的EMI價格在0.02$。
實際應用中可以用下面的一個電阻+一個壓敏電阻的方式。他既有低通濾波器的功能，又有壓敏電阻的功能，還有電阻串聯限流的功能。是性價比最好的防護方式，對于高阻信號可以采用1K電阻+50PF壓敏；對于耳機等音頻輸出信號可以采用100歐電阻+壓敏電阻；對于TP信號串聯電阻不能太大否則影響TP的線性，可以采用10歐電阻。雖然電阻小了，低通濾波器效果已經沒有了，但限流作用還是很重要的。
可以在敏感信號附件增加地的漏銅，來吸收靜電。道理和避雷針原理一樣。在信號線上放置尖端放電點（火花隙）在山寨手機設計中也經常應用。
b）機箱結構設計和單板設計上添加預接地設計，使得熱插拔發生之前，讓單板與機箱接地是非常必要的。這樣可以做到靜電不會在機箱側引入，也不會在熱插拔的瞬間引入。 但是電路板被拔出來之后，客戶用手摩挲，就沒有辦法了。需要通過靜電手環和防靜電手套的制度要求。
浪涌（Electrical Surge）顧名思義就是瞬間出現超出穩定值的峰值，它包括浪涌電壓和浪涌電流。 浪涌電壓是指超出正常工作電壓的瞬間過電壓；浪涌電流是指電源接通瞬間或是在電路出現異常情況下產生的遠大于穩態電流的峰值電流或過載電流。本質上講，浪涌是發生在僅僅幾百萬分之一秒時間內的一種劇烈脈沖。 熱插拔(Hot Swap)是指在系統不斷電的情況下，可以拔出或插入熱插拔工作模塊，而不影響系統的正常運行。熱插拔技術可以提供有計劃地訪問熱插拔設備，允許在不停機或很少需要操作人員參與的情況下，實現故障恢復和系統重新配置。 如果將機架上尚未充電的一塊板卡插入帶電背板時，如圖4-1所示，將會發生以下情況：
在新插入并開始上電的PCB上，用于旁路和濾波存儲的大電容將瞬間短路并開始充電。充電電荷來自于帶電系統，電容C1、C2和C3 (這些其它板卡上已經充電的電容將開始放電)。這種不受控制的電容充電(或放電)將對新插入板卡上的電容注入較大的浪涌電流。浪涌電流的幅度可能在極短的時間內達到數百安培。 隨著電容快速充電，它們將表現為短路狀態，瞬間吸收較大的電流。下圖給出了注入電解電容的浪涌電流的波形圖，以及電容充電時兩端的電壓。從曲線圖可以看出，電流峰值達到了9.44A，從系統吸取較大功率，這將導致背板系統的電容放電。從而使電源電壓跌落，可能造成相鄰板卡復位，引入數據傳輸故障或嚴重干擾其它系統的運行。
熱插拔過程中產生的電壓瞬變可能對已插入背板的板卡造成嚴重威脅。浪涌現象會導致背板電源的跌落，而背板電源總線的電壓跌落或電源上的脈沖干擾可能造成系統意外復位。不受限制的浪涌電流還會導致元器件損壞：板卡旁路電容被燒毀、印刷電路板(PCB)引線被燒斷、背板連接器引腳或保險絲被燒斷。 背板電源總線的跌落會在要插入系統的板卡電源上產生擾動或脈沖干擾，也會導致相鄰板卡產生復位或影響背板與板卡之間的通信。熱插拔期間由于電源電壓和地電平的變化，會在信號總線上引入共模噪聲。考慮到這一潛在問題，熱插拔控制電路必須采取保護措施，避免在背板上產生強噪聲而導致總線數據通信錯誤。 另外一個容易忽略的問題是系統的長期可靠性，設計不當的熱插拔保護電路會使電路板上的元器件在長期受到熱插拔事件的沖擊下而損壞。解決這一問題的有效途徑是對熱插拔板卡的浪涌電流峰值加以控制。 這種控制浪涌電流的方法是使用“交錯式引腳”，也稱為“早供電引腳”、“預充電壓”或者是“預先加載”引腳。從物理架構上引入交錯引腳，通過一長、一短兩個電源引腳組成。熱插拔過程中，通過串聯電阻控制浪涌電流。如圖所示。
長電源引腳首先接觸到電源并通過一個串聯電阻RPRECHARGE開始為新板卡的濾波、旁路電容充電。RPRECHARGE限制充電電流。板卡將要完全插入時，短電源引腳接入電源，從而旁路連接在長電源引腳的電阻RPRECHARGE，為板卡供電提供一個低阻通道。信號引腳通常在插入板卡的最后時刻接入。該方案中，電阻RPRECHARGE是保護器件，把浪涌電流限制在不至于燒壞引腳或干擾相鄰板卡工作的水平。 但此方案不能控制濾波電容的充電速率。這種架構需要考慮兩個關鍵因素：短引腳相對于長引腳的線長，板卡插入系統的快、慢。另外，這是一種機械方案，考慮到連接器的機械容差，完全相同的引腳長度并不能確保接觸時間精確相同。實際應用中用戶會看到上述不同變數。而且，當短電源引腳略長、PCB被快速插入背板時，RPRECHARGE將在輸入電容充滿電之前被短路，因此，這種看似可靠的方案實際存在一定隱患，不能可靠控制浪涌電流。 該架構的另一個關鍵設計步驟是選擇RPRECHARGE，如果電阻選擇不合理，將會直接影響系統工作。預充電阻的選擇必須權衡預充電流和浪涌電流。所以，交錯式引腳方案需要一個特殊的連接器，這在行業中也是難以接受的。 另一種實施方案是熱敏電阻熱插拔控制法。熱敏電阻為電子元件，阻值在溫度變化時將發生顯著變化(電阻是溫度的函數)。根據溫度變化進行系統調節的電路應用非常普遍。負溫度系數(NTC)熱敏電阻的電流-時間特性取決于其溫度特性，在其應用電路中的功率耗散很穩定。電流-時間特性可以抑制短暫的高壓尖峰以及初始浪涌電流。如圖所示為基于熱敏電阻的熱插拔限流電路，配合一個外部MOSFET使用。
此方案需要考慮作用在熱敏電阻上的瞬態峰值功率。設計人員必須考慮電路板環境溫度的變化(覆銅面積和氣流)以及熱敏電阻自身的因素，如果超出其額定電流或電壓，則會導致器件損壞。 對于熱敏電阻方案需要考慮幾個因素，例如，在電信系統中，一旦系統交付運營商使用，將不允許更改或重新設計板卡。由此，熱敏電阻可能會引發長期可靠性問題，設計人員必須考慮負溫度系數(NTC)的反作用時間。另外一個關鍵問題是，當板卡反復插入或拔出背板時，熱敏電阻可能沒有足夠的時間冷卻，從而在隨后的帶電插入事件中不能有效地限制浪涌電流。最后，熱敏電阻的特性參數會隨時間變化，這將導致系統的抗沖擊能力下降。 總而言之，該方案在需要根據溫度變化進行調整的系統中能夠提供良好特性，限制浪涌電流。但是，熱敏電阻的熱插拔控制器不能滿足系統長期可靠性的需求。 事實上，抑制浪涌電流最好的解決方案是采用完全集成的單芯片熱插拔控制器，利用一個電路限制插入板卡的浪涌電流、提供過流和負載瞬變保護、降低系統失效點，工程師可以嚴格控制熱插拔保護板卡的長期可靠性。市場上可以找到高度集成的熱插拔控制IC，有些控制器IC不需要外接檢流電阻。許多IC可以簡單、高效地實現熱插拔保護功能，例如，在單一芯片內支持下列功能：欠壓（UV）和過壓（OV）保護；過載時利用恒流源實現有源電流限制；電源電壓跌落之前斷開故障負載；利用外部驅動FET構成“理想二極管”提供反向電流保護；多電壓排序；發生負載故障后自動重試。 新一代熱插拔IC集成了全面的模擬和數字功能，例如：板卡插入并完全上電后，可連續監測電源電流。連續監測功能可以在板卡正常工作期間繼續提供短路和過流保護，還可以幫助識別故障板卡，在系統完全失效或意外關閉之前撤掉故障板卡。 熱插拔控制器對于那些始終保持運行狀態的系統是不可或缺的保護電路。發生帶電插拔事件后，跟蹤浪涌電流引起的PCB故障也是非常棘手的設計任務。利用那些拼湊起來的熱插拔方案解決故障問題或者只是很好地解決了其中部分問題，對于系統的長期穩定性而言存在一定隱患，也是工程師無法預測的。 目前，高度集成的熱插拔方案能夠確保系統在帶電插拔的操作中不會引起數據傳輸錯誤或導致系統已插入板卡的復位。這種方案對于保持系統的長期可靠性很有幫助。 在實際運用中，總線上插入板卡時，由于新插入板卡電容的充電以及上電過程中一些低阻抗通道的存在，會產生極大的浪涌電流，拉低總線電平，對總線上其他設備產生干擾，影響總線上其他設備的正常運行。同時插拔時也對總線接口帶來靜電問題。 所以，對總線進行熱插拔時，必須采取一些措施對子卡上電進行控制，限制浪涌電流，同時也要提供一定的靜電泄放通道。下面對幾種總線熱插拔技術進行討論。 I2C總線是Philips公司推出的串行總線標準，由數據線SDA和時鐘線SCL構成，可發送和接收數據。I2C總線上擴展的外圍器件及外設接口通過總線尋址，是具備總線仲裁和高低速設備同步等功能的高性能多主機總線。運用舉例如圖所示。
由圖中可以看出，I2C總線上外掛了許多設備，當我們插入或者拔出某一個I2C設備時，不應該對其他設備造成影響，具體表現為：
I2C總線上設備要支持熱插拔，最常用的方法是采用支持I2C熱插拔的總線緩沖驅動器，Philips公司的PCA9510A——PCA9514A都支持I2C總線熱插拔，總體原理差不多，具體性能上有點差異， PCA9511A，在系統中的運用如圖所示。
如上圖所示，PCA9511A的2、7引腳接從設備，3、6引腳接主設備。當系統上電過程中，SDA和SCL都保持高阻狀態，并且由于2（ENABLE）引腳處于低電平狀態，所以SDAIN與SDAOUT之間是斷開的，SCLIN和SCLOUT之間也一樣是斷開的。當上電過程完成后，ENABLE管腳由低電平變為高電平了，進入初始化狀態，內部的預充電功能開始執行，當初始化進入尾聲的時候，停止命令和總線空閑狀態檢測功能開始執行，ENABLE有效的時間足夠長后，所有的SDA和SCL管腳都進入了高電平狀態，這時候如果在SDAIN和SCLIN總線上檢測到停止命令或者檢測到空閑信號，則SCLIN和SCLOUT連接，同樣的SDAIN和SDAOUT也連接，并且IN信號和OUT信號之間通過雙向緩沖器對內部電容和外部電容進行隔離。經過以上處理過程，基本上消除了I2C熱插拔時總線的浪涌電流。 同時，PCA9511A具有一定的靜電放電保護，其中人體模型大于 2000V，機器模型大于150V，充電器件模型大于1000V。所以PCA9511A一定程度上解決了熱插拔過程中的靜電泄放問題。 多槽設備，子卡和背板設備MCU均為LPC2103，子卡與背板設備之間通過I2C總線通信，示意圖如下所示。
當某個槽位空閑而其他槽位子卡在位工作時，空閑槽位插入子卡，則正常工作的槽位將通訊失敗，經查，是由于插入子卡的瞬間，由于浪涌大電流拉死了背板I2C總線，導致I2C總線上其他正在運行的設備無法正常工作。 原因及解決辦法：較早設計的設備，沒有進行I2C熱插拔設計，導致熱插拔I2C總線上某個設備時對其他設備產生干擾，影響正常工作。
圖中為通過總線連接到一起的板卡，Card1工作時，將接口總線被驅動為高電平（CMOS的上管導通），此時插入Card2，由于Card2的Vcc上電需要一定的時間，導致使能信號和輸入端信號都為低電平，因此Card將驅動輸出端口為低電平（CMOS的下管導通），從而在Card1和Card2之間出現了一條低阻抗的電流通路，兩個接口器件都存在被損壞的可能。 子卡與背板之間通過總線通信的，比如PCI總線、telecomBus總線、UART總線等，一般采用邏輯器件來進行熱插拔處理，74LVT16245就是我們最常用的芯片。 74LVT16245對總線熱插拔的解決方法是使接口器件在Vcc上電完成之前，輸出端口保持高阻而不對任何輸入信號作出響應，這種解決方法稱為上電三態（PU3S ：Power up 3 state），上電三態的內部結構如圖所示。 PU3S內部包含一個如上圖所示的結構，PU3S輸出低電平時，器件輸出端呈現高阻狀態，只有在PU3S輸出高電平時，輸出端才能對輸入端的信號做出正確的響應。PU3S結構中，R1和R2構成分壓電路，使M1管只有在Vcc的電平超過閾值后才能導通，因此在Vcc上電的過程中，節點2保持為高電平，驅動PU3S輸出低電平，Vcc上電完成后，M1導通，節點2變為低電平，驅動PU3S輸出高電平，器件輸出端開始正常工作。
74LVT16245是一款高性能16位三態緩沖總線收發器，工作電壓為3.3V，74LVT16245有輸出使能管腳，能夠控制總線之間的有效隔離，還有一個方向控制管腳，可以控制輸入和輸出的方向，具體方向控制見下圖。
PCI和PCI-X總線是多點并行互聯總線，多臺設備共享一條總線。CompactPCI結合PCI的電氣特性和Eurocard的機械封裝特性，除了具有PCI總線的高性能外，還支持熱插拔功能。為了使系統能夠支持熱插拔，CompactPCI協議在硬件和軟件方面都做了特殊規定。 硬件方面，主要從連接器的角度進行了設計，CompactPCI的連接器分為長針、中針和短針，如圖所示。
這樣的設計使得CompactPCI模塊在插入和拔出時各引腳按一定的順序與系統底板進行連接和斷開。 長針：電源、地引腳。用于插槽放電和Vo引腳預充電。 中針：PCI總線信號引腳。當模塊上電以后，這些信號應該保持三態。為了減小對PCI信號的影響，在插入過程中，應預充電到1V左右。 短針：IDSEL、BD_SEL#引腳。用于模塊插入/拔出的確認信號，當這個信號有效時（低電平），表示整個模塊已完全插入系統中。
軟件方面，需要在驅動程序級、服務程序級以及在應用程序級上有足夠的附加軟件來支持。
CompactPCI熱插拔技術規范將熱插拔劃分為3個過程：物理連接、硬件連接和軟件連接。 物理連接過程是一個機械連接過程，插入CompactPCI模塊時，首先通過板卡兩側的靜電條放電，電源、地線引腳首先接通，該模塊的預充電電路對PCI信號線進行預加電，使這些信號線在與系統連接前維持在1.0V左右，從而使其與系統總線連接時產生的瞬態電流最小，最大限度的減小對總線的瞬態干擾，達到保護總線信號的目的，然后是中針引腳（pCI信號線）與系統總線接通，最后是短針引腳接通，同時向系統發出一個使能信號，系統由此知道有一模塊已經插入系統，即開始對它進行初始化。當模塊拔出時，上述事件的發生順序正好相反。 硬件連接過程指模塊與背板CompactPCI總線的電氣連接/斷開，包括上電復位、上電檢測，模塊自身的初始化以及加載配置空間數據等。
軟件連接指軟件層同系統的連接，對于模塊的插入，這一過程包括分配系統資源（如內存空間分配）、加載驅動程序和其他相關軟件。對于模塊的拔出，這一過程包括釋放系統資源、關閉驅動程序和相應的軟件。 應用舉例：CompactPCI熱插拔設計的核心就是電源管理，按照一定的速率為模塊上電和斷電，同時為PCI總線信號提供1V左右的預充電電壓。下圖系統中采用PCI91054作為PCI接口芯片，利用電源管理芯片LTC1644對CompactPCI的電源節能型管理，同時也為PCI總線信號提供預充電。應用連接圖如圖所示。
lTC1644是一塊專門用于熱插拔的電源管理芯片。對于熱插拔模塊來說，除了PCI9054和LTC1644從CompactPCI的接口處取電以外，其他模塊都只能從LTC1644的輸出端取電。它支持對CompactPCI總線上的5V、3.3V、12V、-12V電源進線控制，同時對5V和3.3V輸出電壓提供過載和短路的雙重保護。 PCI9054支持CompactPCI熱插拔規范，利用ENUM#和LEDon/LEDin管腳以及相關寄存器實現熱插拔功能。 AdvancedTCA®是一種用于在中心局電信環境的新型模塊化計算構架，由P CIIndustrial Computer Manufacturers Group開發。在PICMG®3.0規范其中定義了背板、連接器和可插撥板卡的電氣和機械特性。系統電源由電信裝置中常用的–48V雙電池饋電方式來提供，而且，ATCA™中的許多相關規范都取自已制定的電信標準。功率要求每一塊可插撥板卡或前端電路板都是專為能夠在一個運行系統中進行帶電插撥而設計的。允許每塊前端電路板吸取高達200W的功率，從而將最大負載電流置于4A至5A的范圍內。與這些類型的系統中常見的一樣，非常希望進行以板卡為中心的涌入限制以及電流和電壓監視，以便清除輸入電源饋電并最大限度地減少電源背板干擾。
電路解決方案圖，是一種專為具備對最大可用功率的處理能力而設計的完整電路。LTC4252A所設定的精確電流限值旨在提供至少5.5A的電流（在所有的條件下）、一個針對200W功率的舒適裕度、并能夠在7A電流以下關斷，以便在出現有害過載時使熔斷器保持完好。該電路兼具過壓（OV）和欠壓（UV）監視功能。UV門限被設定在–37V接通時和在–33.3V關斷，在“或”二極管之后進行測量。OV在–74.7V時關斷，并在–73.2V時重新接通（“或”二極管之后進行測量）。 這確保了在–43V至–72V的滿量程內以及至–75V的輸入浪涌和至–100V的瞬變條件下的正常操作（與ATCA規范一致）。 一旦檢測到有板卡插入，則LTC4252A將暫停運行達230ms的時間以便允許觸點顫動，然后采用一個斜坡電流電路來對負載進行軟啟動。涌入電流將逐漸增加，直到MOSFET完全導通為止。利用三個截然不同的響應級來處理由SENSE引腳和8m?分流電阻器進行檢測的電流過載。如果檢測到一個小且在7A或更大的持續過載，則TIMER引腳將在延遲5.7ms之后關斷。如果過載超過7.5A，則LTC4252A將調低MOSFET電壓并把電流維持在該數值上。同樣，在經過了一個5.7ms的延遲之后，電路關斷。如果過載很嚴重，則一個堅固且非常快速的放大器將迅速地對MOSFET的柵極電壓進行校正，使其降至器件的門限附近。LTC4252A的電流限制電路隨后開始起作用，并在5.7ms的TIMER延遲周期中將過載維持于7.5A。LTC4252A還對MOSFET兩端的壓降進行監視，并可在電壓應力增加時將TIMER延遲降至小至1.8ms。這便能夠在出現硬故障的情況下使MOSFET舒適地保持在其安全工作區之內。
LTC4260CGN具 I2C 兼容型監視功能的正高電壓熱插拔控制器特點錯誤發延遲處理時間：dt(sec) = C(TIMER)(F) ×10,000(Ω)——上圖中的C4即為C(TIMER)輸出電壓翻轉速率控制：dVs/dt=15 uA/Cgd——上圖中的C4即為Cgd電路中斷門限電流：ILMT = RISET x 50 x 10–6/ RISENSE——上圖中的R1和R2分別為RISENSE和RISET電源狀態良好指示電壓Vomin=（Rt+Rb）xVSENSE/Rb——VSENSE為1.225V，上圖中的R4即為Rt，R5即為Rb1、《工程技術基礎-熱插拔知識詳解及案例分析教材》百度文庫，作者不詳3、KyechongKim a, Agis A. Iliadis ，Latch-upeffects in CMOS inverters due to high power pulsed electromagnetic interference4、 GENDA.HU,ABetter Understand of CMOS Latch-Up7、【ESD】電路級靜電防護設計技巧與ESD防護方法
